一篇文章教会你Boost电路如何实现。

Boost升压电路工作原理及5V升24V设计说明

典型非隔离型DC-DC升压变换器分析

图1 典型Boost升压电路

一、Boost电路概述

Boost电路是一种典型的非隔离型直流升压变换器。它通过MOS管的高速开关动作，使电感不断经历“储能—释放能量”的循环，从而把较低的直流输入电压提升为较高的直流输出电压。

图中的主要功率路径为：输入电源Vin → 电感L → 开关节点 → 二极管D → 输出电容Cout → 负载Rload。MOS管Q连接在开关节点与地之间，由PWM信号控制导通与关断。

二、各个元器件的作用

1. 输入电源Vin

Vin是Boost电路的能量来源。例如输入为5V时，电源不仅要提供输出负载所需的功率，还要承担MOS管、电感、二极管和线路产生的损耗。因此，升压后虽然输出电压提高，但输入电流通常会明显增大。

2. 电感L

电感是Boost电路的核心储能元件。MOS管导通时，输入电源向电感充能，电感电流上升；MOS管关断时，电感为了维持电流连续，会改变自身电压极性并释放磁场能量，从而把开关节点电压抬高。

3. MOS管Q

MOS管是高速电子开关。PWM为高电平时MOS管导通，PWM为低电平时MOS管关断。其导通时间与一个完整周期的比值称为占空比D。占空比越大，电感储能时间越长，理论输出电压越高。

4. 二极管D

二极管控制能量由电感单向传递到输出端。MOS管导通时，开关节点电位较低，二极管反向截止；MOS管关断时，开关节点电位升高，二极管正向导通，使输入电源和电感共同向输出端供能。

5. 输出电容Cout

输出电容用于储存能量、减小输出纹波并维持输出电压稳定。MOS管导通、二极管截止时，主要由输出电容向负载供电；MOS管关断时，电感和输入电源共同给输出电容充电。

6. 负载Rload

Rload代表后端用电设备。负载越重，输出电流越大，输入电流、电感峰值电流和MOS管电流也越大。负载功率满足Pout=Vout×Iout。

7. PWM控制电路

实际Boost电源通常采用闭环控制。控制芯片检测输出电压，并根据误差自动调整PWM占空比，使输出稳定在设定值。输出偏低时增加占空比，输出偏高时减小占空比。

电感储能：Eₗ = 1/2 · L · Iₗ²

电感电压关系：Vₗ = L · diₗ/dt

三、Boost电路的两个工作阶段

1. MOS管导通：电感储能

当PWM信号使MOS管Q导通时，电流路径为：Vin → L → Q → GND。此时开关节点被MOS管拉到接近0V，二极管左侧电位低于输出端，因此二极管反向截止。

• 输入电源向电感充能，电感电流逐渐增大。
• 二极管截止，输入端暂时不直接向输出供能。
• 输出电容向负载供电，输出电压会出现轻微下降。

导通期间：Vₗ ≈ Vin，ΔIₗ,on = Vin · D / (L · fₛ)

2. MOS管关断：电感释放能量

当MOS管关断时，电感电流不能瞬间变为零。电感会改变自身两端的电压极性，将开关节点电位快速抬高，直到二极管正向导通。此时电流路径变为：Vin → L → D → Cout与负载 → GND。

• 输入电源继续向输出端供能。
• 电感释放磁场能量，并与输入电压串联叠加。
• 输出电容被充电，同时负载得到供电。

关断期间：Vₗ = Vin - Vout

由于Vout大于Vin，因此关断期间电感电压为负值，电感电流逐渐下降。稳态时，一个周期内电感电流的上升量与下降量相等。

四、5V如何升到24V

在理想连续导通模式下，根据电感的伏秒平衡，可以得到Boost电路的理想升压关系：

Vout = Vin / (1 - D)

其中D为MOS管的占空比。将Vin=5V、Vout=24V代入：

24 = 5 / (1 - D)

D = 1 - 5/24 ≈ 0.7917 ≈ 79.2%

因此，理想情况下，MOS管每个开关周期约有79.2%的时间导通，约20.8%的时间关断。通过每秒数十万次的储能与放能循环，输出电容把脉冲能量平滑成接近稳定的24V直流电压。

五、5V升24V设计示例

1. 输入电流估算

Iin = Vout × Iout / (Vin × η) = 24 × 1 / (5 × 0.9) ≈ 5.33A

这说明5V升24V并不会产生额外能量，输出电压提高的代价是输入电流明显增大。输入电源、PCB走线和连接器都必须能够承受5A以上电流。

2. 电感纹波电流

ΔIₗ = 5.33A × 30% ≈ 1.6A

纹波系数通常可根据效率、体积和动态响应需求选取。纹波越小，所需电感值越大。

3. 电感值估算

L = Vin × D / (ΔIₗ × fₛ) = 5 × 0.792 / (1.6 × 500000) ≈ 4.95μH

可以选用标准值5.6μH，但最终应结合控制芯片数据手册中的推荐感量范围。

4. 电感峰值电流

Iₗ,peak = Iₗ,avg + ΔIₗ/2 = 5.33 + 0.8 ≈ 6.13A

考虑启动、动态负载和输入电压下降，电感饱和电流建议不低于8A，并应选择较低DCR以减少铜损。

5. 输出电容估算

Cout ≥ Iout × D / (fₛ × ΔVout)

若允许输出纹波为0.24V，则理论最低电容约为6.6μF。实际应考虑直流偏压、ESR和动态负载，通常采用多颗陶瓷电容并联，并配合47～220μF低ESR电解电容。

六、关键器件选型建议

1. MOS管

• 漏源耐压VDS建议至少40V，较稳妥可选60V。
• 连续电流能力应高于实际峰值电流，并留有温升余量。
• 选择较低RDS(on)以降低导通损耗。
• 5V系统应注意栅极驱动电压，优先选择逻辑电平MOS管。
• 开关频率较高时，还应关注栅极电荷Qg和开关损耗。

2. 二极管

• 反向耐压建议选择40V或60V以上。
• 平均正向电流应高于输出电流，并考虑温升。
• 峰值电流能力应大于电感峰值电流。
• 优先选用低压降肖特基二极管或超快恢复二极管。
• 高效率方案可采用同步整流MOS管代替二极管。

3. 输出电容

• 24V输出时，额定耐压至少选择35V，裕量较大时可选50V。
• 关注ESR和纹波电流能力。
• 陶瓷电容在高直流偏压下有效容量可能明显下降。
• 具体容量还必须满足控制芯片环路稳定性要求。

七、实际设计注意事项

控制芯片最大占空比：5V升24V需要接近80%的占空比，控制器的最大占空比必须高于实际需求，并留出足够余量。

输入电源能力：输出24V/1A时，5V输入电流约为5.33A。普通低功率USB口通常无法承担。

防止电感饱和：电感饱和后感量快速下降，电流可能失控上升，导致MOS管或控制芯片损坏。

PCB布局：MOS管、二极管和输出电容构成高频脉冲电流回路，该回路应尽量短且面积小，以减小振铃、电压尖峰和电磁干扰。

保护功能：实际产品应具备逐周期限流、输出过压保护、欠压锁定、过温保护和软启动功能。

八、总结